Занимательная электроника

Рис. 6.7. Схема включения биполярного транзистора по схеме с общим коллектором

Дело в том, что схема на рис. 6.7 усиливает сигнал по току (в количество раз, определяемое величиной h_21э), что равносильно тому, что собственное входное сопротивление этой схемы ровно в h_21э больше того сопротивления, которое стоит в цепи эмиттера. Поэтому в этой схеме мы можем подавать на «голый» вывод базы напряжение без опасности сжечь переход база-эмиттер. Иногда это полезно само по себе, если не слишком мощный источник (т. е. обладающий высоким выходным сопротивлением) нужно согласовать с мощной нагрузкой (в главе 9 мы увидим, как это используется в источниках питания). Кстати, схема с о. к. не инвертирует сигнал — в отличие от схемы с о. э.

Но главной особенностью схемы с общим коллектором является то, что ее характеристики исключительно стабильны и не зависят от конкретного транзистора, — до тех пор, пока вы, разумеется, не выйдете за пределы возможного. Так как сопротивление нагрузки в эмиттере и входное напряжение схемы практически однозначно задают ток коллектора, то характеристики транзистора в этом деле никак не участвуют.

Для объяснения этого факта заметим, что ток коллектора и ток эмиттера, т. е. ток через нагрузку, связаны между собой соотношением I_н = I_к + I_б, но ток базы мал по сравнению с током коллектора, потому мы им пренебрегаем и с достаточной степенью точности полагаем, что I_н = I_к. Но напряжение на нагрузке будет всегда равно входному напряжению минус U_бэ, которое, как мы уже выучили, всегда 0,6 В, т. е. ток в нагрузке есть (U_вх — U_бэ)/R_н, и окончательно получаем, что I_к = (U_вх — U_бэ)/R_н.

Разумеется, мы по ходу дела использовали два допущения (что I_б  << I_к и что U_бэ есть в точности 0,6 В — и то, и другое не всегда именно так), но мы же давно договорились, что не будем высчитывать характеристики схем с точностью до единиц процентов!

Ограничение, которое накладывается транзистором, будет проявляться, только если мы попробуем делать R_н все меньше и меньше: в конце концов, либо ток коллектора, либо мощность, на нем выделяемая (она равна (U_пит — U_вых)·I_к), превысят предельно допустимые значения, и либо сгорит коллекторный переход, либо (если I_к чем-то лимитирован) то же произойдет с переходом база-эмиттер. Зато в допустимых пределах мы можем со схемой эмиттерного повторителя творить что угодно, и соотношение I_к = = (U_вх — U_бэ)/ R_н будет всегда выполняться.

Про такую схему говорят, что она охвачена стопроцентной отрицательной обратной связью по напряжению. Об обратной связи мы подробнее поговорим в главе 12, посвященной операционным усилителям, а сейчас нам важно, что такая обратная связь ведет к стабилизации параметров схемы и их независимости как от конкретного экземпляра транзистора, так и от температуры. Но ведь это именно то, чего нам так не хватало в классической схеме с общим эмиттером! Нельзя ли их как-то скомбинировать?

Стабильный усилительный каскад на транзисторе

Действительно, «правильный» усилительный каскад на транзисторе есть комбинация той и другой схемы, показанная на рис. 6.8. Для конкретности предположим, что U_пит = 10В, U_вх = 5 В (постоянная составляющая). Как правильно рассчитать сопротивления R_э и R_к? Заметим, что схема обладает двумя выходами, из которых нас больше интересует выход 1 (выход усилителя напряжения, соответствующий выходу в схеме с общим эмиттером по рис. 6.6).

Рис. 6.8. Стандартный усилительный каскад на биполярном транзисторе

При нормальной работе каскада (чтобы обеспечить максимально возможный размах напряжения на выходе) разумно принять, что в состоянии покоя, т. е. когда U_вх равно именно 5 В, на выходе (на коллекторе транзистора) была бы половина питания, т. е. в данном случае тоже примерно 5 В. Это напряжение зависит от коллекторного тока и от сопротивления нагрузки по этому выходу, которое равно в нашем случае R_к. Как правило, сопротивление нагрузки R_к нам задано, примем для определенности, что R_к = 5,1 кОм. Это означает, что в «хорошем» режиме, чтобы обеспечить U_вых1 = 5 В, ток коллектора должен составлять 1 мА — посчитайте по закону Ома[9]! Но ток коллектора мы уже умеем рассчитывать, исходя из закономерностей для каскада с о. к., — он ведь равен U_вх — U_бэ)/R_э (в данном случае R_э и есть R_н). Из этих условий получается, что резистор R_э должен быть равен 4,3 кОм (мы всегда выбираем ближайшее из стандартного ряда сопротивлений, и больше не будем об этом упоминать). Мы не сильно нарушим законы природы, если просто положим в этой схеме R_э = R_к = 5,1 кОм — с точностью до десятых вольта выходные напряжения по обоим выходам будут равны — проверьте!

Такая (очень хорошая и стабильная) схема не обеспечит нам никакого усиления по напряжению, что легко проверить, если при рассчитанных параметрах увеличить U_вх, скажем, на 1 В. Напряжение на эмиттере увеличится также на 1 В, общий ток коллектора-эмиттера возрастет на 0,2 мА (1 В/5 кОм), что изменит падение напряжения на коллекторном резисторе также на 1 В в меньшую сторону (помните, что выходы инвертированы?). Зато! Мы в данном случае имеем схему, которая имеет два совершенно симметричных выхода: один инвертирующий, другой точно совпадающий по фазе с входным сигналом. Это дорогого стоит!

Единственное, что портит картинку — факт, что выходные сопротивления такой схемы сильно разнятся. Нагрузив нижний выход (U_вых2) еще какой-то нагрузкой (что равносильно присоединению параллельного резистора к R_э), мы изменим общий ток коллектора, и напряжение верхнего выхода (U_вых1) также изменится. А обратного не получается, т. е., если мы уменьшим R_к, нагрузив его, то U_вых1 изменится — но это практически никоим образом не скажется на U_вых2.

Как нам обеспечить полную (или близкую к таковой) симметричность схемы усилителя — чуть далее. А пока нас занимает вопрос — так как же на этом якобы усилителе что-нибудь усилить? У меня есть микрофон или гитарный звукосниматель с выходом 1 мВ. Хочу получить на выходе хотя бы 100 мВ, чтобы хватило для линейного входа усилителя — ну и? Оказывается, все просто, нужно только поступиться принципами, от чего предостерегала незабвенная Нина Андреева еще в советские времена.

Принципы заключаются в следующем: в рассчитанной схеме мы старались все сбалансировать и обеспечить наилучший режим работы транзистора. Но зло и добро в мире, говорят, существуют в одинаковых количествах — если режим наилучший, значит, что-то будет наихудшим. В данном случае — усиление по напряжению.

Ранее мы писали, что коэффициент усиления по напряжению каскада с общим эмиттером зависит от соотношения сопротивлений (т. е. токов в базе и коллекторе). Сделав его неоптимальным для транзистора, мы можем что-то улучшить для себя.

Практически это делается так: пусть мы предполагаем, что максимально возможная амплитуда на входе каскада (относительно среднего значения) не превысит, допустим, 1 В. При минимуме сигнала напряжение на базе не должно быть меньше 1,7 В, иначе транзистор запрется, и сигнал будет ограничен «снизу». Примем его равным 2 В для надежности. Номинал эмиттерного резистора R_э (при все том же оптимальном токе коллектора 1 мА) будет тогда равен 1,3 кОм. Нагрузка коллектора (R_к) пусть останется такой же — 5,1 кОм. Обратите внимание, что на выходе U_вых1 среднее напряжение — напряжение покоя — в этом случае осталось тем же самым (5 В).

При таких параметрах каждый вольт изменения напряжения на входе даст уже примерно 4 вольта изменения напряжения на выходе U_вых1, т. е. коэффициент усиления по напряжению составит 4 и всегда будет примерно равен соотношению резисторов в коллекторе и эмиттере. Мы можем в определенных пределах увеличить этот коэффициент, уменьшая номинал R_э вплоть до нуля, тем самым все больше дестабилизируя схему (как показано при описании схемы с общим эмиттером) и одновременно уменьшая диапазон усиливаемых входных напряжений. Интересным свойством рассмотренной схемы является то, что абсолютное значение напряжения питания здесь не важно, — рассчитанный на одно питание, каскад сохранит все свои свойства (кроме максимально допустимого выходного напряжения) и при другом, таковы свойства систем с обратной связью.

Для усилителей переменного тока хорошим — и часто используемым — приемом является шунтирование эмиттерного резистора конденсатором большой емкости. В результате режим усилителя по постоянному току (точка покоя, т. е. напряжение на коллекторе) обеспечен, а при наличии переменного входного напряжения эмиттерный резистор по номиналу уменьшается (к нему оказывается подключен параллельно конденсатор, сопротивление которого тем меньше, чем выше частота, как мы узнали из главы 5), поэтому растет и коэффициент усиления по напряжению всей схемы.

Теоретически транзисторный каскад на хорошем биполярном транзисторе в одиночку может усилить переменное напряжение с размахом 1 мВ раз в сто — если он правильно спроектирован, однако лучше полагаться на величину в 10–30 раз (если помните, максимальное увеличение по напряжению для современных биполярных транзисторов ограничено несколькими сотнями, если без всякой стабилизации).

Еще лучше в этом случае работают операционные усилители, но чтобы перейти к ним (см. главу 12), надо еще много понять о работе простых транзисторных каскадов.

Дифференциальный каскад

Значительно улучшает схему использование в паре двух одинаковых транзисторов, соединенных эмиттерами, — так называемого дифференциального каскада (см. рис. 6.9). Дифференциальные каскады в силу их удобства широко применяли еще в эпоху недоступности микросхем (в том числе даже и в ламповые времена), но теперь их отдельно почти не используют, кроме некоторых областей вроде звукотехники. Они являются основой операционных усилителей, которые имеет смысл рассматривать, как единое целое. Тем не менее, понимание принципов работы дифференциального каскада необходимо, и мы рассмотрим его вкратце, а потом (в главе 8) построим на его основе простейший звуковой усилитель.

Рис. 6.9. Дифференциальный каскад на биполярных транзисторах

Дифференциальный каскад, как он показан на рис. 6.9, предполагает два раздельных одинаковых питания (плюс и минус) относительно «земли», но для самого каскада это не более, чем условность, — питание всего каскада можно рассматривать, как однополярное (и равное в данном случае 10 + 10 = 20 В), просто входной сигнал должен находиться где-то посередине между питаниями. Ради удобства проектирования схем источник входного напряжения всегда привязывают к «земле», потенциал которой находится посередине между потенциалами источников питания самого каскада, т. е. общее питание рассматривают, как разделенное на два: положительное и отрицательное. Относительно этой же «земли» мы будем также отсчитывать выходные напряжения U_вых1 и U_вых2.

С учетом того, что база и эмиттер транзистора всегда привязаны друг к другу, в этой схеме обе базы в рабочем режиме всегда будут иметь одинаковый потенциал. Поэтому, если на них подавать один и тот же сигнал (базовые резисторы на рис. 6.9 не показаны), то ничего происходить не будет — току течь некуда, т. к. все под одним и тем же напряжением. Вся конструкция из двух транзисторов будет смещаться относительно «земли» в соответствии с поданным сигналом, а на выходах ничего и не шелохнется — это легко проверить. Такой сигнал называют синфазным.

Иное дело, если сигналы на входах различаются — их разность будет усиливаться. Такой сигнал называют дифференциальным. Это основное свойство дифференциального усилителя, которое позволяет выделять небольшой сигнал на фоне довольно большой помехи. Помеха одинаково — синфазно — действует на оба входа, а полезный сигнал усиливается.

Мы не будем здесь подробно разбирать работу этой схемы (рекомендую [4, 5]), только укажем некоторые ее особенности:

□ входное сопротивление дифференциального каскада равно входному сопротивлению каскада с общим коллектором;

□ усиление по напряжению (дифференциальному) составляет 100 и более раз.

Если вы хотите получить точно определенный коэффициент усиления, в каждый из эмиттеров нужно ввести по одинаковому резистору — тогда К_ус будет определяться, как для каскада на рис. 6.7. Но обычно в таком режиме дифференциальный усилитель не применяют — их используют в системах с общей обратной связью, которая и задает необходимый коэффициент усиления (см. главу 8);

□ выходы строго симметричны;

□ резистор R_к1, если не используется U_вых1, вообще можно исключить (или наоборот) — смотря, какой выход (прямой или инверсный) использовать.

Полевые транзисторы

Типы полевых транзисторов гораздо более разнообразны, чем биполярных (к полевым, кстати, и принадлежал самый первый прототип транзистора, изобретенный Шокли еще в 1946 году). Только основных разновидностей существует более десятка, но всем им присущи общие черты, которые мы сейчас кратко и рассмотрим.

Простейший полевой транзистор с p-n-переходом показан на рис. 6.10, а — в данном случае с «-каналом. Аналогичные базе, коллектору и эмиттеру выводы называются здесь затвор, сток и исток. Если потенциал затвора равен потенциалу истока (т. е. имеется в виду аналог замыкания цепи база-эмиттер у биполярного), то, в отличие от биполярного, полевой транзистор с p-n-переходом открыт. Но есть и еще одно существенное отличие — если биполярный транзистор при полном открывании имеет почти нулевое сопротивление цепи коллектор-эмиттер, то полевой в этих условиях работает довольно стабильным источником тока — ток в цепи истока почти не зависит от напряжения на стоке. Сама величина тока зависит от конкретного экземпляра транзистора и называется начальным током стока. Запереть его удается подачей отрицательного (порядка 7-10 В) напряжения на затвор относительно истока, а в промежутке полевик с n-каналом находится в активном режиме, когда ток стока зависит от напряжения на затворе.

Уникальной особенностью полевого транзистора является то, что в рабочем режиме он фактически не потребляет тока по входу затвора — достаточно иметь соответствующий потенциал, ведь диод затвор-исток в рабочем режиме смещен в обратном направлении, и ток через него определяется только токами утечки, которые равны нано- и микроамперам, как говорилось ранее! В этом отношении полевой транзистор аналогичен электронной лампе. А если мы сместим этот переход в положительном направлении (когда потенциал затвора превысит потенциал истока, и диод затвор-исток откроется), то полевой транзистор с p-n-переходом уже перестанет работать как транзистор.

Рис. 6.10. Полевые транзисторы:

_{а — включение полевого транзистора с p-n-переходом и n-каналом; б — полевой транзистор с изолированным затвором (MOSFET) в режиме ключа; в — внутренняя структура IGВТ-транзистора} 

В различных типах полевых транзисторов с изолированным затвором (так называемых МОП-транзисторах, от «металл-окисел-полупроводник» или, по-английски, MOS, иначе их называют MOSFET), последний вообще изолирован от цепи сток-исток тонким слоем окисла кремния SiO₂, и там в принципе нет и не может быть никакого тока через цепь затвора. Правда, когда на затвор подается переменное напряжение или короткий импульс, в дело вступает конденсатор, образованный затвором и истоком. Как следует из главы 5, перезаряд этого конденсатора (его емкость может составлять десятки пикофарад) может приводить к значительному реактивному току в цепи затвора. На подобных транзисторах построены практически все современные логические микросхемы, отличающиеся практически нулевым потреблением тока в статическом режиме (см. главу 15).

Старые образцы MOSFET-транзисторов с «-каналом (например, отечественные КПЗ05, КПЗ13) требовали для полного запирания небольшого отрицательного смещения на затворе относительно истока (порядка 0,5–0,8 В). Современные MOSFET-транзисторы (рис. 6.10, б) управляются аналогично биполярному в схеме с общим эмиттером — при нулевом напряжении на затворе относительно истока транзистор заперт, при положительном напряжении порядка 8-20 В — полностью открыт, причем в открытом состоянии он представляет собой крайне малое сопротивление — у некоторых типов менее 0,01 Ом. Такие транзисторы выпускаются на мощности от единиц до сотен ватт и используются, например, для управления шаговыми двигателями или в импульсных источниках питания.

Вообще полевики гораздо ближе к той модели транзистора, когда промежуток коллектор-эмиттер или сток-исток представляются как управляемое сопротивление — у полевых транзисторов это действительно сопротивление. Условно говоря, со схемотехнической точки зрения биполярные транзисторы являются приборами для усиления тока, а полевые — для усиления напряжения.

Приведенные нами примеры не исчерпывают разнообразия типов полевых транзисторов. Например, так называемые IGBT-транзисторы (Insulated Gate Bipolar Transistors, биполярный транзистор с изолированным затвором), появившиеся в 1980-е годы, объединяют в себе полевую и биполярную структуры, отчего управляющий электрод в них зовется, как и в полевых, затвором, а два других аналогично биполярным: коллектором и эмиттером. На самом деле IGBT-транзистор представляет собой довольно сложную полупроводниковую структуру (рис. 6.10, в), с положительной обратной связью между разнополярными «обычными» транзисторами и с управлением от полевого (ср. со структурой однопереходного транзистора на рис. 10.3).

IGBT-транзисторы используются в качестве мощных ключей: десятки-сотни ампер при напряжениях более 1000 вольт. Управляются они положительным напряжением на затворе относительно эмиттера, причем у некоторых типов насыщение наступает уже при подаче 2,7–4 В на затвор, и такие транзисторы могут управляться непосредственно от логических схем. Платой за такую роскошь является довольно высокое напряжение насыщения между коллектором и эмиттером, характерное для биполярных транзисторов: от 1 В для относительно маломощных приборов (единицы ампер) до 2–3 В для более мощных (десятки и сотни ампер).

Выбор транзисторов

В заключение главы приведем критерии подбора биполярных и полевых транзисторов для конкретной схемы. Сейчас мы оставляем за скобками частотные характеристики транзисторов — будем считать, что достаточно выбрать прибор с рабочей частотой, примерно в 10 раз превышающей самые высокие частоты в схеме.

* * *

Особенности ключевого режима на высокой частоте

В силу того, что у прямоугольного импульса, как сказано в главе 5, верхняя частота неограниченна, может создаться искушение выбирать как можно более высокочастотные приборы. Но это не вполне разумно — достаточно выбрать компоненты с рабочей частотой примерно в 10–20 раз выше, чем основная частота прямоугольных сигналов.

Быстродействие ключевых схем с общим эмиттером все равно будет существенно ниже ожидаемого, причем повышение частотных свойств транзистора не сильно поможет, и вот почему.

Если ток базы увеличить скачком, то нарастание тока коллектора будет происходить не сразу, а по кривой, аналогичной показанной на рис. 6.1 (если бы по оси абсцисс откладывалось не напряжение, а время). Иными словами, вывод биполярного транзистора из состояния насыщения занимает определенное время, а форма прямоугольных импульсов на коллекторной нагрузке весьма сильно искажается. Это не будет иметь существенного значения для низкочастотных схем, рассматриваемых в этой книге, но может доставить много неприятностей, если вы попробуете, например, с помощью простого ключевого каскада управлять передачей импульсов в скоростных линиях связи. В свое время преодоление этого эффекта доставило немало хлопот конструкторам транзисторных логических схем. Для того чтобы обойти эту неприятность, существует несколько способов держать запертый транзистор на грани насыщения, но мы их в этой книге рассматривать не будем — ныне для упомянутых целей существуют готовые решения в интегральном исполнении.

* * *

Если у диодов определяющих критериев всего три (допустимый прямой ток, допустимое обратное напряжение и допустимая выделяющаяся мощность), то у транзисторов их много больше.

Приведем часть из них:

□ допустимый ток коллектора;

□ допустимый ток базы;

□ допустимая мощность на коллекторе (стоке);

□ допустимое напряжение коллектор-эмиттер (сток-исток);

□ допустимое напряжение коллектор-база (сток-затвор);

□ допустимое обратное напряжение база-эмиттер и др.

Самыми критичными являются опять же три: допустимый ток коллектора, допустимая мощность на коллекторе и допустимое напряжение коллектор-эмиттер. Допустимое обратное напряжение база-эмиттер (т. е. отрицательное напряжение на базе при запертом транзисторе) для большинства типов кремниевых транзисторов, независимо от их мощности, составляет, увы, всего 5 В. На самом деле большинство транзисторов в импульсе выдерживает много больше, но лучше не экспериментировать. Допустимое напряжение коллектор-база, как правило, примерно равно допустимому напряжению коллектор-эмиттер, которое для обычных типов маломощных транзисторов составляет несколько десятков вольт (хотя есть и экстремальные типы, которые могут коммутировать и сотни вольт). Чаще всего в пределах одного типа разные буквы означают разброс в допустимых напряжениях (и/или в коэффициентах усиления β): так, для КТ815А допустимое постоянное напряжение коллектор-эмиттер составляет 40 В, а для КТ815Г — 100 В.

Предельно допустимая мощность на коллекторе (то же самое справедливо для диодов) обычно определяется типом корпуса — один и тот же транзистор, помещенный в разные корпуса, может обеспечить разную выделяемую мощность. Критерием тут служит температура самого кристалла, которую померить ох как непросто!

Для ориентировки можно указать, что транзисторы (и другие приборы), помещенные в распространенный корпус ТО-220 (корпуса транзисторов показаны на рис. 6.11), могут без дополнительного радиатора рассеивать мощность до 1–2 Вт, а маломощные типа КТ3102 (корпус типа ТО-92) — до 0,5 Вт. С радиатором возможности сильно возрастают — корпус типа ТО-220 может рассеять до 60 Вт тепла без вреда для кристалла! Образцом тут могут служить микропроцессоры — какой-нибудь Pentium 4 на частоте 3 ГГц потребляет порядка 70–80 Вт мощности, но с внешним радиатором, дополнительно охлаждаемым специальным вентилятором, работает без вреда для многих миллионов транзисторов, которые он содержит. (Расчетом радиатора мы будем заниматься в главе 9.)

Рис. 6.11. Различные типы корпусов транзисторов

В любом случае следует выбирать минимально необходимый по мощности прибор — не только в целях экономии денег и места на печатной плате, но и потому, что чем меньше диод или транзистор, тем лучше у него остальные второстепенные характеристики: быстродействие, уровень собственных шумов, токи утечки и т. д. Но, как и в других случаях, запас обязательно следует иметь: если вы выберете для работы в цепи с напряжением 100 В и с токами до 1,5 А транзистор КТ815Г — это будет формально правильно, но я бы — для надежности — выбрал сюда что-нибудь помощнее.

* * *

Подробности

Есть правило, касающееся любых компонентов, не только диодов или транзисторов: из всех предельных параметров максимально допустимого значения в процессе работы может достигать только один, остальные должны оставаться как можно ниже (для транзисторов даже приводятся специальные графики, называемые областью безопасной работы). Так, если вы выбрали упомянутый КТ815Г для работы в цепи с напряжениями до 100 В — пусть предельные токи через него заведомо никогда не смогут превысить 0,5 А. Это будет правильно! Представьте себе йога, который тренирован для пребывания голым на холоде в минус 30° в течение часа, спокойно ходит по раскаленным угольям, выдерживает давление на грудную клетку большегрузного автомобиля в 10 тонн и при этом ломает кирпичи одним ударом ладони. А теперь заставьте его проделать все это одновременно! Конечно, не исключено, что он выдержит, — ну, а как нет?

* * *

В подавляющем большинстве случаев номенклатура отечественных транзисторов способна удовлетворить самого взыскательного разработчика. Я это пишу не для того, чтобы «поддержать отечественного производителя», а потому, что так и есть — на практике достаточно располагать пятком-десятком типов транзисторов, чтобы этого хватило почти на все случаи жизни. Среди маломощных транзисторов это КТЗ102 (КТЗ107 — здесь и далее в скобках указывается комплементарный[10] p-n-p-вариант). Лично мне очень нравятся архаичные маломощные транзисторы КТЗ15 (КТ361) — они имеют малые размеры и легко вписываются в современные платы с микросхемами (в том числе и с SMD-компонентами), потому что у них шаг между выводами 2,5 мм, выводы плоские и расположёны также в одной плоскости. Хороши невзыскательные и дешевые транзисторы средней мощности в корпусе ТО-126—КТ815 (КТ814) или КТ817 (КТ816), если требуется ток до 1–2 А. Если требуется высокий коэффициент усиления для средней мощности, стоит присмотреться к КТ972 (КТ973), построенным по «дарлингтоновской» схеме.

Среди мощных транзисторов можно отдать предпочтение КТ819 (КТ818) или, когда требуется «супербета», — КТ829 (n-р-n, а также очень мощной комплементарной паре КТ827/КТ825. Выпускаются почти все эти типы мощных транзисторов в основном в корпусах типа ТО-220, но самая мощная пара КТ827 (КТ825) доступна в металлических корпусах ТО-3, что лучше, чем дешевый ТО-220, т. к. рассеиваемая мощность оказывается раза в 2–4 выше: типовая мощность транзистора в корпусе ТО-220 равна 20–45 Вт, а в корпусе ТО-3 — 80-125 Вт. Но ТО-3 намного неудобнее в технологическом плане, потому что крепление к теплоотводящему радиатору гораздо сложнее, и готовый радиатор подобрать под них нелегко. Впрочем, и мощности такие требуются нечасто.

Если трудно подобрать мощную «дарлингтоновскую» пару, то не забывайте, что дарлингтоновский транзистор всегда можно изготовить самостоятельно (см. рис. 6.5, а). Причем в этом случае оба транзистора, составляющие «дарлингтоновскую» пару, должны монтироваться на один радиатор, но т. к. они соединены коллекторами, то это проблем не добавляет, и изолирующая прокладка не требуется.

* * *

Подробности

Для удобства мы употребляем западные наименования корпусов транзисторов, и далее то же самое будет относиться к микросхемам. Разумеется, названия корпусов для микросхем DIP, SOIC, SOT и др., как и транзисторных ТО-92, Т-220 и пр., применимы только к импортным компонентам, однако соответствующие отечественные корпуса микросхем имеют столь замысловатую систему обозначений, что для удобства и унификации мы будем в этой книге пользоваться исключительно западными названиями корпусов; еще и по той причине, что найти чертежи любого импортного корпуса намного легче, чем отечественного. Учтите, что имеется некоторая разница в шаге выводов (т. к. на западе приняты дюймовые стандарты, а у нас — метрические), хотя существенна она только для микросхем с большим числом выводов (см. главу 11).

* * *

При замене следует учитывать, что с корпусом мощного транзистора всегда электрически соединен его коллектор (если это корпус ТО-220, то коллектор — всегда средний контакт), а вот разводка двух оставшихся выводов может различаться, и ее нужно обязательно проверять по справочнику.

Все сказанное относится к низкочастотным транзисторам, которые можно употреблять для источников питания, в качестве ключей управления индикацией или для усилителей звуковой частоты. Для многих других применений, где требуется быстрое срабатывание в ключевом режиме или высокие частоты усиления, такие транзисторы, естественно, не годятся, но точных рекомендаций на все случаи жизни дать нельзя. Учтите только, что транзисторы в одинаковых корпусах обычно имеют близкую мощность, и всегда можно попробовать заменить неизвестный импортный транзистор похожим по внешнему виду из того, что есть под рукой.

ГЛАВА 7

Ошеломляющее разнообразие электронного мира

Реле, стабилитроны, светодиоды…